如何利用sic高效驱动电动车「如何利用SiC高效驱动电动车」

摘要：反激变换器/隔离栅-驱动器组合降低了在电动汽车系统中实现SiC FET设计的成本和复杂性。

电动汽车正在推动今天的能量转换技术的极限，而大功率SiC FET的出现推动了这一技术。SiC FET有许多优点：允许更高的开关速度和更高的电压，从而产生更小的磁性、更轻的电缆和更高的效率。这些改进使电动汽车行驶里程更长，性能更强。

SiC FET的设计需要新的栅驱动技术。一个要求是，它们包括负栅极电压，以确保SiC FET保持完全关闭。产生这些负电压需要使用隔离电源。因此，SiC栅极驱动器的设计似乎是一项艰巨的任务。然而，回顾半桥原理和反激变换器技术可以迅速地揭开设计中必要步骤的神秘面纱。

半桥结构SiC场效应晶体管。半桥允许中心节点(蓝色圆圈所示)被有效地拉到正轨或负轨上。在电动汽车中，这些轨道通常是dc link轨道，使用最新的SiC FET技术可以达到800甚至1000 V。

车载充电器(OBC)、主DC-DC变换器、牵引逆变器以及许多其他电动汽车系统的核心是两个开关设备。它们通常在示意图中被描述为一个堆叠在另一个上面，形成一个半桥。半桥可以有效地将两个开关设备之间的中心节点拉到正极或负极轨道上。在电动汽车中，这些轨道通常是直流链路轨道，使用最新的SiC FET技术可以达到800甚至1000 V。然而，在半桥结构中叠加FET需要特别注意栅极驱动器接地基准。

要打开场效应晶体管，必须将栅源电压VGS提高到一定的水平，对于SiC场效应晶体管，通常是~ 15v。栅极驱动器通常将栅极电压拉至VDD轨来打开FET。门驱动器使用相同的电源线，高侧门驱动器的接地被连接到负轨(直流链路-)，高侧门驱动器的输出被引用到直流链路-。这种接地方式会产生许多问题，而且根本不起作用。

例如，如果低侧场效应晶体管是关闭状态，高侧场效应晶体管的源相对于高侧栅极驱动器浮动，VGS（栅极电压）是未知的。

解决方案是:两个栅极驱动器使用单独的电源，并且高侧栅极驱动器接地连接到高侧FET的源极。在这种配置中，高侧栅极驱动器引用FET源连接;因此，即使FET源上升到直流link ，栅源电压仍然是相同的。

解决了高电平栅极驱动的问题后，下一步就是为栅极驱动产生电源和负栅极电压。正确的连接使用独立的电源，高侧门驱动器接地与高侧场效应晶体管的电源相连。

门驱动连接错误(左)和正确(右)。如果栅极驱动器使用相同的功率轨，并且高侧栅极驱动器接地连接到负轨(直流链路-)，高侧栅极驱动器的输出参考直流链路。这造成了许多问题，而且根本不起作用。

为半桥栅驱动电路设计电源的过程常常是一项艰巨的任务，涉及到DC-DC控制器、变压器和PCB区域限制。SiC FET的负栅电压让电源设计变得更复杂化。最后，大多数电动汽车系统连接到高压直流链路，并要求低压控制部分与高压功率转换阶段隔离。然而，通过一些升级，反激变换器可以修改以满足所有这些要求。

如今，大多数电动汽车都有一个主DC-DC变换器，将直流链路电压逐步降低到大多数低功率电子系统使用的低电压轨道(通常是12和48 V)。通过一个隔离反激变换器，其中一个低压轨可以用来为隔离栅驱动器供电。在典型的配置中，反激变换器的变压器提供隔离，并有两个单独的二次侧绕组，为两个栅门驱动器创建两个电源。因为两个输出是由变压器耦合的，所以DC-DC控制器仅直接调节两个输出中的一个。

另一个输出通过变压器的交错耦合间接调节。这种配置导致间接调节输出的性能略低于直接调节输出，但不足以影响整个系统。使用一个变压器和转换器的两个输出减少了电路板的空间和成本。通过利用这种结构，可以进一步修改变压器，以产生SiC FET所需的负栅电压。

带双输出反激变换器的半桥电路，为隔离的栅极驱动器供电。在这里，12v轨为隔离栅极驱动器的主侧和副侧供电。反激变换器的变压器提供了隔离，并有两个分开的二次侧绕组，以创建两个供应的两个门驱动器。因为两个输出是由变压器耦合的，所以DC-DC控制器只直接调节两个输出中的一个。另一个输出通过变压器的交错耦合间接调节。

现在考虑一个改进后的反激变压器，在两个输出绕组的中间各有一个接头(在示意图中表示为VMIDA和VMIDB)。在高侧栅驱动电源域中，中间接头相对于一端接头产生正电压(原理图中为VGNDA)，相对于另一端(VDDA)产生负电压。高侧场效应晶体管的源被连接到中间接头 (VMIDA)，而栅极驱动程序仍然参考低接头(VGNDA)。当栅驱动关闭场效应管时，它将场效应管栅拉向地面。这导致FET门极电压(VGNDA)低于源极电压(VMIDA)。该连接产生一个负的栅极电压，以确保SiC FET保持在关断状态。

在两个输出绕组上改装了VMIDA和VMIDB接头的反激变压器。在用蓝色突出显示的高侧栅极驱动电源域中，VMIDA相对于VGNDA产生一个正电压，相对于VDDA产生一个负电压。高侧场效应晶体管的源被绑定到VMIDA，而栅极驱动程序仍然引用VGNDA。

要注意的是:当栅极驱动打开高侧SiC FET，并将场效应晶体管栅极拉到高侧分接电压(VDDA)时，这种配置也会改变栅极电压。通过调整变压器中接头与高、低接头的匝数比(VDDA / VMIDA、VMIDA / VGNDA)来设置电压(VMIDA)。同样，这个操作也适用于低侧栅驱动电源域。

许多隔离栅极驱动器件，如Silicon Labs的Si828x，包括一个专用的VMID引脚，用于检测SiC FET的漏源极电压，以进行去饱和检测。为了进一步降低成本和电路板空间，许多隔离栅极驱动器包括一个内置的DC-DC控制器。Silicon Labs的Si828x也有这个功能。集成的DC-DC控制器消除了一个单独的控制器IC的需要，并且常常使光耦反馈闲的不那么重要，因为隔离栅极驱动器通过内部的隔离屏障传递反馈。因此，通过使用带有复杂变压器设计的反激变换器，单个DC-DC变换器可以为隔离的栅极驱动器供电，并产生负的栅极电压。

一个复杂的反激变换器加上最新的隔离栅驱动器，简化了驱动半桥结构SiC FET。它还降低了在许多电动汽车系统中使用半桥式SiC FET设计的成本和复杂性。由于从车载充电器到牵引逆变器的系统都采用了SiC FET，电动汽车获得了更高的效率，可以在更高的电压下工作，并使用更轻的部件，从而让电动车的动力能够与燃油车媲美。

电动汽车高压充电必须使用sic或mosfet半导体吗?

不一定
随着电动汽车市场的加速发展，汽车制造商需要更高电压（例如 800V）的驱动系统，以减少充电时间和电动汽车整体重量，这反过来意味着更长的行驶里程。 ST 第三代 STPOWER SiC MOSFET 专为满足高端汽车应用的要求而设计，包括 EV 牵引逆变器、车载充电器和 DC/DC 转换器充电（应用）要求在高温环境下具有高电压、高电流和高性能，开发高能效、高性能、具丰富保护功能的充电桩对于实现以尽可能短的充电时间续航更远的里程至关重要。常用的半导体器件有 IGBT、超结 MOSFET 和碳化硅（SiC）。安森美半导体为电动汽车 OBC 和直流充电桩提供完整的系统方案，包括通过 AEC 车规认证的超级结 MOSFET、IGBT、门极驱动器、碳化硅（SiC）器件、电压检测、控制产品乃至电源模块等，支持设计人员优化性能，加快开发周期。

纯电驱动汽车怎么样

序

运输行业的全球电气化要求开发高效且经济的电气化电力系统解决方案。800 V在牵引系统中的应用实现了快速充电的优势，可以减少导线的截面积以减轻重量和降低成本。

由于电池仍然是电驱动系统中最重要的成本组成部分，因此以最高效的方式使用电池提供的能量非常重要，电能向机械能的转换效率，即电驱动系统的效率也极其重要。为了提高效率，必须降低功率损耗:①逆变器的功率损耗必须保持在较低水平，②同时必须降低电机的谐波损耗。碳化硅(SiC)技术的应用为800 V系统实现这两个目标提供了可能。

众所周知，SiC功率器件比Si效率更高，因为轻载导通损耗和开关损耗都很低。SiC技术可以实现高开关频率，从而通过减少谐波损耗来提高电机的效率。结合SiC材料的特性、效率优化的模块设计和改进的控制技术，形成了由逆变器和电机组成的高效牵引系统。对于优化后的系统，在WLTP循环中驱动系统的效率可提高48%。

1.提高了电驱动系统的效率。

纯电动汽车(BEV)的成功取决于两个主要方面。购车成本和客户可用性。BEV的电池寿命仍然是客户可用性的最重要的特征之一。

电池寿命定义了每次电池充电的最大行驶距离和长距离行驶的充电时间。这两个标准都受到牵引系统电压水平的影响。800 V的高系统电压，而不是一般的400 V电压，可以让电池快速充电(高功率充电，超快速充电)，电缆截面不变。

目前，IGBT被用作逆变器中的开关元件，这在800 V电压下表现出效率上的劣势，因为IGBT的开关损耗太大。要高效使用高压，需要高效开关技术，请参考图1。

SiC-MOSFET的应用可以满足高电压平台下高开关频率和高压摆率(dv/dt)的高效率优势。高开关频率降低了电机的谐波损耗。因此，碳化硅是高系统电压的关键技术。

WLTP系统级(800 V Si系统与800 V SiC系统相比)的效率可以提高4%到8%，如果可以找到电机和逆变器向开关频率相反方向移动的两条损耗曲线之间的最佳平衡。效率描述了存储在电池中的能量与用于产生牵引力的能量的比率。

因此，高效率可以在电池容量不变的情况下实现长里程，或者在电池容量减少的情况下保持里程不变。因此，提高效率是优化BEV成本的最大措施。SiC技术的应用带来了系统成本的优势，因为它们可以节省更多的电池。

Vite sc o Technologies正在开发模块化逆变器概念，用于从400 V过渡到800 V。开发的技术平台基于高度集成的电气驱动系统EMR4(第四代)。EMR4电驱动桥是EMR3的进一步发展，目前国内已经量产。EMR3已经集成到欧洲和亚洲的许多原始设备制造商的车辆中。

EMR4的电子电气控制器(逆变器)基于第四代电子电气控制器平台(EPF4.0)。Vitesco Technologies可以利用其在逆变器技术开发方面的丰富和长期经验，实现具有低杂散电感和优化dv/dt的技术。EPF 4.0的扩展将实现用SiC MOSFET开发用于800 V牵引系统的高效电力电子控制器。

2.开关频率和电压压摆率(dv/dt)对系统电平的影响

在电机运行期间，逆变器将电池提供的DC电压转换为快速脉冲电压。脉冲电压会产生谐波交流电。交流电产生旋转电磁场，随后是转子。这样脉冲电信号逐渐接近均匀正弦波(40 kHz及以上)的最优值，高频损耗降低。电流频谱变得“干净”，从而减少了发热形式的谐波损耗。

图2显示了损耗开关频率之间的关系，其中:

电机总损耗–pl，em，总损耗

总逆变器损耗–pl、PE、总损耗

–在牵引系统的某个工作点。

电机损耗曲线为绿色，红色为电气和电子损耗。

特性曲线描述了各参数开关频率的理论相关性:随着开关频率的增加，电机的谐波损耗Ph，total逐渐减小，因此电机总损耗PL，EM，total逐渐收敛到纯正弦电流波形PL，total(水平虚线)产生的铁损值。所示图表是电机高分辨率有限元模拟的结果。由于仿真的仿真步长为5us，因此标记灰度频率区域中的频率相关功率损耗的准确度低于20kHz之前的准确度。

总逆变器损耗PL、PE、Total由传导损耗PL、cond和开关损耗PL、SW组成，开关损耗随开关频率线性增加。同时，半导体的传导损耗受开关频率的影响。因此，逆变器的总损耗预计会随着开关频率的增加而线性增加，与开关损耗的增加相同，如图2所示。

以上分析基于800 V系统，逆变器采用SiC MOSFET。特征在图2中，SiC技术在逆变器功率模块中的关键作用被示出，作为实现最高系统效率的关键因素。图2进一步显示，系统级的最佳开关频率必须定义为提高效率的影响因素(平衡点)。

与Si逆变器相比，SiC逆变器技术的全部潜力是基于开关频率和压摆率高10倍的可能性。图3显示了电压压摆率(dv/dt)对逆变器损耗的影响。

采用SiC MOSFET的高效800 V牵引系统的当前开发已经研究了如何在额外干扰的情况下利用SiC技术的潜力(参见第3章和第4章)。为了充分发挥SiC技术的潜力，必须考虑系统在高开关频率和高压摆率下的电磁兼容性(EMC)和噪声振动(NVH)。如图2所示，尤其是较低的开关频率对NVH有重要影响。EMC相反，更高的开关频率和压摆率会导致更多的干扰。

3.对逆变器的影响

当今最先进的400 V硅IGBT逆变器的开关频率为8至10 kHz。电压压摆率通常高达5kv/S..图4显示了单逆变器系统(Si/SiC)的差异以及相同输出功率下的损耗。累计总功率损耗分为开关损耗和传导损耗。

传统Si工艺和SiC工艺在800 V时的总功耗有显著差异，该图证实了800 V电压只能用于SiC半导体。

评价逆变器的决定性因素是驱动系统在WLTP循环下的效率。图5显示了WLTP中逆变器对系统效率的影响。条形图的黄色部分显示了800 V SiC相对于800 V Si解决方案的优势——尽管两种情况下仅采用10 kHz开关频率和5 kV/ s压摆率。配备有SiC半导体逆变器可以在高频率和转换速率(典型值:开关频率:10...40 kHz，dv/dt: 5...50千伏/美国)。图5左侧第二列显示了在800 V系统中使用硅逆变器时损耗的变化。

图1-5所示的SiC技术在不同方面的更高效率是基于材料基体中硅中嵌入的碳原子的高载流子迁移率。

由于低导通电阻，SiC半导体中的热损失非常低。这允许更高的开关频率、紧凑的封装空，并降低功率模块的冷却能力要求。所以SiC半导体需要比Si半导体更小的封装空，可以达到更高的功率密度。

3.1高导电性的优点

在当今的汽车牵引逆变器(400 V系统电压电平和开关频率高达10 kHz)中，低损耗硅IGBT与一个并联二极管相连(自由运行分别流回电池)。当反向电压(反电动势)在650…750之间时，IGBT需要复杂的控制，但由于其在额定电压下的高效率，它像一个“完美的开关”一样工作。Mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管:简单来说:压控电阻)更容易控制。在硅基半导体材料的基础上，Mosfet在开关期间具有比硅IGBT更高的电阻(r)(漏极/源极上的= R ds on)。

在400 V时，硅MOSFET的较高功耗不再适用，但在800 V时，它们被排除在选项之外(见图5)。硅MOSFET的反向耐压越高，其Rdson越高。在600v的电压水平以上，该特性对整体效率有很大影响。此外，还必须考虑更高电压下增加的冷却成本。

在4H衬底(具有极高载流子迁移率的四元矩阵)中使用SiC技术的Mosfet在开关过程中显示出比使用Si技术更高的效率。低Rdson的优势是SiC MOSFET半导体应用于800 V逆变器的主要原因。

宽带隙、低表面电阻上的高击穿电压和高压摆率下的高开关电压是SiC的材料优势。由于Rdson较低，开关损耗也较低，因此可以应用更高的开关频率，如图6所示。尤其在轻载下，低导通损耗对工作效率意义重大。

考虑到所有的约束，比如功率模块的连接接口，SiC技术可能会使功率模块的体积减小25…50%。SiC的热导率高于Si，这使得可以更好地传导热量损失。同时，SiC半导体可以在更高的温度下工作。所有这些都提供了逆变器设计所需的高功率密度条件。

综合分析表明，SiC可以提高逆变器的效率，降低开关损耗、封装体积、冷却能力、工作温度和功率模块的重量。

与400V Si逆变器相比，400V SiC逆变器可以设计得更紧凑。800V SiC逆变器需要更大的体积，因为爬电距离和电气间隙要求更高。

原则上，SiC技术的优势也可以与400V系统结合，但效率优势只能在逆变器中实现。额外的优势，如超高速充电，需要更高的电压。为了研究SiC的优势，对400V SiC逆变器样机进行了整车试验。目前，采用SiC技术的800V逆变器正处于测试阶段。

3.2 SiC压摆率(dv/dt)的优势

如图7所示，在SiC半导体中，可以通过增加转换速率dv/dt来降低开关损耗。与硅相比，这种技术具有更大的潜力，因为更高的换向频率和换向电路中可调的杂散电感降低了功率损耗。有必要优化栅源电路中的杂散电感。因为换流电路中极低杂散电感的实现成本比较高，所以在系统级定义平衡dv/dt是优化的一部分。

模拟特定dv/dt下的杂散电感。结合开关频率的增加，可以模拟WLTP周期的总功率损耗。在5 … 20kV/s的压摆率范围内，杂散电感处于较低水平，WLTP损耗明显。

3.3电磁兼容性

众所周知，高频开关过程会造成电磁干扰。为了将碳化硅Mosfet应用于牵引逆变器，需要研究高开关频率和压摆率与高屏蔽和滤波效果之间的权衡。图8显示了典型测量中开关倍频(10 kHz至20 kHz)对干扰频率和强度的影响。在20kHz时，干扰强度增加约6dB。仅仅提高开关频率并不能得到最优解。有必要研究SiC的最优控制参数，在系统具有良好电磁兼容性的条件下，使可接受的开关损耗在可能的开关频率下最优增加。

4.电机设计

用于800V应用的集成高效电驱动的开发基于大规模生产的EMR4电机系统。EMR4将比EMR3具有更大的可扩展性和更多可能的子组件组合(作为800V逆变器选项)。此外，互连设计将更加标准化，互连的可扩展性将得到提高。特别是在低功耗应用中，组装时间空会减少。与EMR4设计相比，通过改变互连设计，800V电机的线圈数量增加了一倍。

4.1利用碳化硅技术提高电机效率

第三章的功耗分析表明，在相同的冷却能力下，SiC mosfet可以实现更快、更频繁的开关。更高的开关频率可以提高电机的效率。开关频率越高，谐波电流越小。因此，提高开关频率可以减少逆变器提供的谐波输入功率。

图9示出了电力流程图中前面部分描述的方面。通常的功率流(灰色)是从输入功率，通过气隙功率，到轴上的机械输出功率。定子和后来的转子的功率损失是通过散热传递的。红色表示谐波输入功率，它完全转化为热量，而不影响机械功率。采用碳化硅技术可以降低800V电机的谐波损耗。

4.2 800v电机的设计参数

众所周知，变频供电的电机比恒频、恒速运行的正弦波供电的电机受力更大。图10显示了快速开关逆变器对电机的额外影响。800 V SiC技术的应用需要对电机的绝缘系统和轴电流进行更仔细的观察。

虽然逆变器提供的上升时间短的高频电压脉冲为高效率系统奠定了基础，但这些脉冲会增加电机的压力。特别是在高输出功率下，可以观察到最高的压摆率。

系统设计的目标是在低谐波损耗、因高开关频率和压摆率而增加的绝缘系统要求以及电机的使用寿命之间找到适当的平衡。这两方面的最佳平衡对碳化硅牵引系统的设计具有重要意义。

电机的绝缘系统必须承受过冲电压，过冲电压是由800V的电压水平、高开关频率和dv/dt共同造成的。

这些系统的测试电压也会增加。电机和逆变器输出端子之间的电缆长度必须设计得尽可能短，以防止反射电压波引起的额外电压过冲。

图10中的反射系数r和电机阻抗z说明了这个问题。通过选择最佳dv/dt和最佳上升时间，应该认为临界电缆长度与上升时间直接相关。由于这种关系，电压上升时间不能选择为所需的那么高。这意味着要开发EMR4的800 V平台，需要研究绝缘系统的行为和使用寿命。

高电压峰值会导致局部放电，因为峰值电压(如导体与叠片间的电压)在薄弱点可达到破坏绝缘系统的程度(PDIV问题)。这会导致保温系统在短时间内失效。产生的电流将在绝缘系统上产生永久应力。结果，系统变热并老化。

了解电压脉冲对使用寿命的影响很重要。相应的局部放电测量结果用于绝缘系统的设计。

此外，还有调速电机中变频器运行引起的高频轴承电流问题。其中包括电机轴端电位差引起的环流(轴、轴承、定子、定子外壳、轴承、轴)，以及电容轴承电流(也称为dv/dt电流)和共模轴承电压Ub随时间变化引起的放电(EDM)电流。

当轴承润滑剂的润滑膜能力发生局部破坏时，电火花加工电流出现在高幅放电电流的峰值处。在汽车领域，EDM电流被认为与实际应用有关。共模电压Ub与共模电压U0的比值，即所谓的轴承电压比(BVR)，可用于预期EDM电流的初步估计。在不同工作点轴承电压的高分辨率测量中，可以观察到特征电压的峰值，表示相关的放电电流。关键工作点可以根据轴承的使用寿命来确定。在确定潜在工作点后，继续测试这些工作点的高比例，并评估轴承的使用寿命。

如图10所示，轴承电压Ub通过电容分压器连接到共模电压U0。由寄生电容(绕组外壳Cw，h，绕组转子Cw，r转子外壳Cr，h)和轴承阻抗Zb组成。等效电路图显示了防止EDM电流的措施，如使用轴接地、定子绕组头静电屏蔽或使用控制方法使U0最小化。

5.系统分析

5.1在WLTP工作条件下转移单个特征点

为了根据扭矩-速度特性图中的测量值来评估WLTP的有效性，选择WLTP中累积最大的点作为测试的测量点。图11示出了具有EMR 4系 统的D级汽车驱动系统的直方图值。在电机测试台上，以不同的开关频率和不同的压摆率定义并测量了35个工作点。

5.2测试结果的讨论

对测量结果的评估揭示了对SiC技术的进一步发展具有决定性的两个关键发现。对于基本测量，在逆变器中实现高电压和低压摆率。在某些工作点，高压摆率相当于10 kV/ s，低至5 kV/s。

图12示出了在中速范围内具有低扭矩的操作点处装置水平和系统水平之间的功率损失的差异。逆变器的功率损耗预计会随着开关频率的增加而增加，在测量精度内无法检测到5kV/ s和10kV/ s之间的差异。这是因为它取决于工作点的压摆率，在低负载下影响不大。另一方面，电机的功率损耗随着开关频率的增加而降低，但它也会响应更高的10 kV/s的电压转换率。这一优势在系统层面上补偿了由于更高的开关频率而导致的更高的逆变器损耗。总的来说，提高了系统效率。

在图13中可以观察到10 kV/ s对于较高电流逆变器水平的优势，因为总逆变器损耗随着逆变器电流(分别为逆变器输出功率)的增加而增加。与低速下测得的性能相比，电机性能可能没有变化，但在高于8 kHz的较高开关频率下，系统性能仅略有改善。通过调整更高的压摆率，图13中观察到的优势应该转移到特性曲线中的所有工作点。

5.3 WLTP节能评估

测量值用于校准逆变器和电机的仿真模型，以识别WLTP循环中的总效率，并模拟未来的其他工作循环。为了初步显示SiC技术的效率潜力，系统级的测量损耗已转换为特性图。通过适当的插值方法建立了足够精确的网格来表示驾驶模拟中的整个循环。图14示出了作为示例的特征系统图，其中电压转换速率为5 kV/ s，开关频率为12 kHz。

图15显示了WLTP循环中D类车辆的结果，限值在5 kV/s (6和12 kHz)和10 kV/s (6和12 kHz)之间。WLTP中PWM频率的增加导致电机效率的增加。此外，证实了逆变器输出电压的转换速率的增加将导致逆变器中6 kHz和12 kHz的电损耗的减少。

根据图14和15，计算出的逆变器损耗降低值低于开发目标。因此，测得的工作点效率提高和随后映射到WLTP表明，WLTP可以通过降低碳化硅半导体的开关损耗来实现显著的优势。优化的下一步是提高频率和电压压摆率。

5.4优化

研究可以推断，在逆变器中使用碳化硅半导体，除了调制方式、开关频率变化等控制策略的经典参数外，还可以使用新的参数来提高效率。除开关频率外，电压压摆率还提供了优化系统效率的可能性。Vitesco Technologies有iMCO工具，可以在多准则优化中找到相关参数之间的最佳平衡。因此，可以开发控制策略以在潜在的大规模生产中充分利用碳化硅半导体在牵引系统中的潜力。

6.总结与展望。

由于提高效率的巨大潜力，碳化硅这种半导体材料的使用在高压应用中面临突破。系统优化提供了实现逆变器和电机最大效率的解决方案。以D级车为例，通过对一些工作点的效率改进分析，映射出这些工作点对WLTP有效性的影响，提高了WLTP的里程。

众所周知，碳化硅在开关状态下的电导率高于目前使用硅IGBT的标准溶液。在车辆层面，与硅IGBT相比，使用碳化硅MOSFET可以将800 V电压水平的系统效率提高3%。除了这个优点之外，碳化硅还可以显著提高逆变器输出的电压转换速率。

@2019